多路输出电源的设计与单路输出电源类似，它们有相同的设计考虑因素和初级侧电路。但是，要优化各路输出的性能，则可能需要进一步修改设计。其中，确定正确的圈数（电压居中）、正确的绕组线径尺寸（电流密度）和最佳的绕组叠加（输出间良好的交叉稳压）都是相当困难的任务。本文档概述了生成多路输出反激式电源的过程。有关多路输出电源设计的详细信息，请参阅PI应用指南AN-22。
反馈信息由多路输出反激式电源的主输出提供并控制，它决定了变压器的每伏圈数(TV)比率。
TV = NSMAIN / [VOMAIN + VDMAIN]
其它（辅助）绕组上的电压取决于该TV比率。辅助绕组电压(VOx)的计算方法为：绕组圈数(NSx)除以TV比率，再减去输出整流管的正向电压降(VDx)。
VOx = [NSx / TV] - VDx
用户可方便地精确调整辅助输出的设定点电压。改变次级绕组圈数(NSx)，直到每个辅助输出的圈数都尽可能接近所需的输出电压。请务必使用整数值，因为变压器无法绕制非整数的圈数。在某些情况下，您可以选择低电压的输出作为主绕组。这将强制低电压输出使用整数圈数绕组，以降低由非整数值取整误差引起的电压偏差。
在多路输出设计中，应尽可能保持低连续/非连续工作比率(KP)。这能减少峰值充电（由漏感和高峰值电流引起），并能改善辅助输出间的交叉稳压。此外，还可以从主输出中单独取得或从输出组合中取得输出电压反馈。有关更多信息，请参阅以下部分或应用指南AN-22。
除了改变绕组圈数，还可以更改每个输出整流管的正向电压降(VDx)，以达到更高的次级输出精度。使用不同种类的二极管也能满足输出的反向峰值电压(PIV)要求。输出的电流额定值对选择不同的二极管来控制二极管温升也起着重要的作用。此外，不同的二极管对应不同的反向恢复时间(trr)，影响了电源性能。
肖特基整流管的正向压降约为0.5 V，并且它的反向电压额定值(VRRM)通常低至60 V或以下。肖特基整流管通常比其他二极管昂贵，但由于它的正向电压降比较低，因而不需要反向恢复时间，并且效率很高。
快速PN结型二极管的正向压降通常约为0.7 V，并具备高VRRM额定值，因而是高输出电压的最佳选择。标准PN结型整流管的正向压降约为1.0 V，有很高的VRRM额定值，由于初级与次级绕组比率致使绕组的PIV很高，因此常用于大于22.0 V的输出电压。
用户为PI Xls提供输出整流管信息时，PI Expert会自动优化所用的二极管类型。有关常用输出整流管的列表，请参阅应用指南AN-43表6，TOPSwitch-HX。
交流叠加式绕组可改善辅助（非主输出）输出的交叉稳压。下图所示为交流/直流叠加式绕组和浮动绕组示例图。
多路输出电源通常采用浮动或交流叠加式输出绕组，但也使用直流叠加式绕组。浮动绕组的每个输出绕组采用独立的导线。这样可获得最大的设计灵活性，因为您可以根据需要参考各绕组的两端（各浮动次级绕组之间在电气上相互隔离）。
交流叠加式和直流叠加式输出中，高压输出叠加在低压输出上部 这些叠加绕组采用同一根导线绕制。某叠加绕组的起始点是指所有叠加绕组的公共点（通常为接地点）。在骨架上绕制所需的绕组圈数后，每个叠加绕组在变压器的骨架引脚处结束绕制，下一个叠加绕组的绕制则从上一个绕组的结束引脚处开始。因此，每个更高电压的输出绕组叠加在下一层更低电压输出绕组的上部。但是，要与其它绕组实现电气隔离，必须使用独立绕组，此外还可以结合使用独立绕组和叠加绕组。
交流叠加式绕组需要让层叠中的低压绕组承载整个层叠累积的负载电流；直流叠加式绕组除了需要下面的绕组之外，还需要将叠加式输出的二极管指定用于整个层叠累积的负载电流。PI Expert会自动考虑这些设计因素，并按照给定的叠加配置选择合适的导线规格和输出二极管。如果您想叠加使用PI Xls设计的电流输出，请注意计算得出的每路输出的均方根(RMS)电流(IRMS)，并选择合适的导线规格和输出二极管。在变压器绕组内，必须维持满意的电流密度（每安Cmils数，或CMA）。否则，I2R损耗将导致变压器过热，并对效率和可靠性产生负面影响。请记住，直流叠加式绕组可能需要额外的骨架引脚，以满足终止点数目的要求。
在输出变化的负载水平方面，直流叠加和交流叠加的交叉稳压和叠加性能更好。这是它们相对于浮动（在电气上相互隔离）输出的最大优点。
在许多情况下，可组合使用浮动绕组和叠加式绕组。请参阅应用指南AN-22表3，了解每种绕组配置的相对优点和缺点。
变压器初级和次级侧（及不同次级绕组间）的漏感会降低绝缘层上的耦合，并导致辅助输出的交叉稳压精度较低。变压器优化需要在性能和负载范围内输出电压的变化之间进行权衡。有关初级绕组结构的指南，请参阅应用指南AN-17和AN-18，这些对于多输出变压器而言很有效。以下指南适用于次级绕组的优化：
具有最大电流输出的绕组应绕制在距初级绕组最接近的位置，这样可降低开关关断期间产生的漏感及相关电压尖峰。
需要最小的输出电压变化容差的输出应绕制在距主（稳压）输出最接近的位置。这可增加绕组间的每伏圈数耦合，并可改善绕组输出电压的交叉稳压。在某些情况下，这类绕组可与主绕组交叉绕制。
让各次级绕组圈数填满整个骨架宽度（必要时增加绕组线径）。可考虑在单层中组合多个输出，这样做有助于填满该层，并可以改善这些绕组输出的交叉稳压性能。
考虑多个叠加绕组共用一个返回回路，以改善其交叉稳压性能。这可减少所需绕组圈数，同时还可降低漏感并提高设计方案总效率。
在对高电流输出布局时，降低PCB的走线电感，保持PCB走线尽量短且宽，保持正导线和返回(RTN)导线间的区域尽可能短。这可降低这些输出（漏极电感引起）的电压尖峰，并可提高设计方案的总效率。请参阅附录B：印刷电路板布局考虑因素。
必须制作和测试原型变压器，以便在将设计用于大规模生产之前验证其效率和稳压特性。
对于在两路输出上需要较小输出电压变化容差的设计，可选择共用反馈。采用TL431参考IC可允许设计师同时组合来自两路输出的反馈。这一技术可在选定的辅助输出上取得更好的稳压性能，而只对主输出的稳压精度产生微小的影响。下图所示为来自5 V和12 V输出的反馈，它们汇合于参考IC的控制引脚。请参阅应用指南AN-22中第9页，以获得有关共用多路输出反馈的设计指南。
用户还可使用次级线性稳压器，在低功率输出上提供严格的输出电压容差。这种做法的缺点是增加了损耗且成本较高，但优点是较为简单，并可实现在较大负载范围内的实现严格稳压（必须维持最小电压差，这根据线性器件的不同而有所差异）。如果辅助电压成比例低于现有输出，则线性稳压器无需额外的变压器绕组（请参见下图和应用指南AN-22）。如果需要高电流输出和/或输出绕组具有过大的峰值电压，则线性稳压器中功率耗散将成为限制因素。
使用现有变压器绕组实现的线性稳压器。